Привет всем датагорцам и гостям Датагории!
Предлагаю схемку простого в изготовлении и наладке устройства. Это - регулятор мощности, мало чем отличающийся по функционалу от прочих аналогичных устройств, самые разнообразные схемы которых можно отыскать в Интернете.
Лично меня на изготовление этого регулятора сподвигло несколько обстоятельств:
1) необходимость плавного регулирования светового потока полукиловаттной группы галогенных ламп;
2) регулировка температуры секции ТЭНов;
3) димминг светодиодных групп при работе от различных напряжений;
4) балласт для музыкального центра, купленного знакомыми на EBAY, рассчитанного на работу от 110-вольтной сети переменного тока.

Недостатки тиристорных и симисторных схем

От схем тиристорных регуляторов, изготавливаемых ранее мною неоднократно, решил отказаться по многим причинам, не устраивающим меня:
а) трудноустраняемые помехи; б) большой ток управления;
в) полное открывание тиристоров (симисторов) без принятия специальных мер с усложнением схемы;
г) значительное падение напряжения, увеличивающее значение, рассеиваемой прибором мощности;
д) невозможность нормальной работы мощного триака на малых токах.

На самом деле проблему, указанную в пункте «а» можно решить глухой экранировкой и фильтрацией цепей питания, синхронизировать схему управления триаком с нулевым значением сетевой синусоиды, но эти меры неизбежно приведут к ухудшению массогабаритных показателей устройства, к его удорожанию.

Так же невозможно использование симисторной схемы в качестве балласта из-за полного открывания симистора в момент коммутации (без усложнения схемы), что может привести к выходу из строя питаемого через такой балласт устройства.

И, конечно, универсальный регулятор должен нормально работать в широком диапазоне токов нагрузки.

Впрочем, как бы там ни было, я решил собрать регулятор на полевых транзисторах (далее ПТ) с ШИ-управлением. В отличие от схем на ПТ с фазоимпульсным управлением, где существует привязка схемы к частоте сетевого напряжения, при ШИ-управлении схемой управления генерируются собственная последовательность импульсов, модулируя сетевую частоту.
Изменением ширины этих импульсов достигается изменение значения выходного напряжения.

Схема регулятора получается достаточно простой, малошумящей и работоспособной при любых значениях тока в нагрузке.
Начну, пожалуй, с эксплуатационных характеристик. До 200 Вт полевые транзисторы практически не греются (для этого обеспечено их полное открывание импульсами схемы управления).
При эксплуатации регулятора с нагрузкой, имеющей большую, чем 200 Вт мощность, на ПТ следует установить радиаторы.
Так, например, при мощности нагрузки 1 кВт, на открытом канале ПТ, имеющем, предположим, сопротивление 0,1 Ом, падение напряжения составит около 0,45 В, а рассеиваемая мощность превысит 2 Вт, что неизбежно вызовет разогрев кристалла транзистора. При длительной работе на мощную нагрузку (от 500 Вт и выше) может потребоваться обдув радиатора. При работе с мощным трансформатором (от UPS - в понижающем включении), вторичная обмотка трансформатора была нагружена 12-вольтовой автомобильной галогенной лампой мощностью 190 Вт.

В схеме использованы самые доступные детали. Так, например, полевые транзисторы - от компьютерных БП (напряжения и токи указаны на схеме), но могут быть использованы любые другие с учётом работы на конкретную нагрузку.
При мощности нагрузки до 200 Вт регулятор может иметь очень малые (со спичечный коробок) габариты.

При этом убирается VD1, R1, и один из ПТ, а нагрузка включается между стоком ПТ и плюсом питающего напряжения, который подаётся и на вывод 8 микросхемы таймера.

Представленный регулятор предназначен для регулирования температуры жала паяльника на номинальное напряжение от 100 до 220 В, но может работать и с другими нагрузками. В качестве регулирующего элемента использован мощный переключательный полевой транзистор IRF840.

Данный транзистор имеет высокое рабочее напряжение сток-исток до 500 В и ток стока до 8 А при температуре корпуса 25 °С (5 А при 100 °С). Импульсный же ток может достигать 32 А, а допустимое напряжение затвор-исток ±20 В, рассеиваемая мощность составляет 125 Вт, сопротивление открытого канала 0,85 Ом, а ток закрытого канала всего 25 мкА. Для управления транзистора, требуется очень малая статическая мощность, благодаря чему регулятор получается весьма экономичным.

Нагрузка подключена последовательно с регулирующим элементом. Поскольку транзистор содержит встроенный защитный диод, включенный параллельно каналу (катодом к стоку), регулирование мощности потребляемой нагрузкой, возможно изменять от 50 до 100% от номинальной, чего вполне достаточно для паяльника.

На логических элементах DD1.1-DD1.4, резисторах R1-R4, конденсаторе C1 и диоде VD2 собран формирователь управляющих транзистором импульсов. При этом элементы DD1.1, DD1.2 и резистор R4 включены по схеме триггера Шмитта, а включенные параллельно элементы DD1.3, DD1.4 представляют собой буфер-инвертор. Питается формирователь от параметрического стабилизатора напряжения R5VD1.

Диод VD3 — развязывающий, он не дает возможности разряжаться конденсатору C2 в минусовые полупериоды сетевого напряжения, тем самым поддерживая стабильным напряжение питания микросхемы. Диоды VD4, VD5 защищают выход логических элементов буфера от импульсных сетевых наводок со стороны полевого транзистора VT1.

При положительной полуволне сетевого напряжения (плюс — на правом по схеме выводе резистора R5) на стабилитроне VD1 будет около 10В и конденсатор С2 через диод VD3 зарядится примерно до 9 В. Это напряжение используется для питания микросхемы DD1. Одновременно через резисторы R1,R2 сравнительно медленно заряжается конденсатор С1. Когда напряжение на нем достигнет уровня 30…40% от напряжения питания микросхемы, триггер Шмитта переключится, на выходе элемента DD1.1 высокий уровень сменится низким, на выходе буфера появится высокий уровень (около 9 В), поэтому полевой транзистор VT1 откроется и с этого момента напряжение поступит на нагрузку.

Отрицательная полуволна сетевого напряжения через защитный диод полевого транзистора беспрепятственно проходит к нагрузке, хотя транзистор и закрыт. Поскольку стабилитрон оказывается включенным в прямом направлении, на нем будет напряжение около 0,7 В и конденсатор С1 быстро разрядится через диод VD2. На входе триггера Шмитта появляется низкий уровень, триггер переключается в прежнее состояние, низкий уровень на выходе буфера закрывает транзистор.

Чем больше сопротивление резистора R1, тем медленнее заряжается конденсатор C1 и тем позднее от момента появления положительной полуволны открывается транзистор. Таким образом, изменяя сопротивление резистора R1, можно регулировать эффективное напряжение на нагрузке.

Кроме указанной на схеме, можно применить микросхемы К561ЛА7, . Стабилитрон Д814В можно заменить на Д814Г, КС510А; диоды КД522Б на КД102Б, КД103А, КД503А, КД510А, КД521А. Переменный резистор — СПО-0,15, СП4-1а.

Не забывайте, что детали устройства находятся под сетевым напряжением! Это требует продуманности конструкции и осторожности при эксплуатации.

При налаживании регулятора может потребоваться подборка переменного резистора R1 или конденсатора C1 с тем, чтобы регулирование мощности было плавным, без «мертвых зон». На это время удобно в качестве нагрузки использовать маломощную лампу накаливания.

Регулятор может работать и при меньшем питающем напряжении вплоть до 30 В. В этом случае надо подобрать резистор R5 таким, чтобы напряжение питания микросхемы было стабильным. Если оно будет меньше напряжения стабилизации стабилитрона, то постепенно, шагами не более 10%, уменьшают сопротивление резистора R5 до тех пор, пока напряжение не восстановится до нормального уровня.

Если ток нагрузки регулятора будет превышать 2 Ампера, транзистор придется снять с платы и установить на теплоотвод. Необходимо отметить, что описанный регулятор нагружает сеть несимметрично, т. е. для плюсовой и минусовой полуволн сетевого напряжения потребляемая мощность различна. Эксплуатировать такую сетевую нагрузку, если ее мощность превышает 50 Вт, запрещено государственными нормативами.

Чтобы обеспечить симметричность нагрузки регулятора, достаточно включать его в сеть через мостовой выпрямитель, собранный из диодов соответствующей мощности (плюсовой вывод моста должен быть подключен к правому по схеме выводу резистора R5). При этом через нагрузку будет протекать пульсирующий однополярный ток, но для нагревательных приборов и ламп накаливания это значения не имеет.

Кроме этого, потребуется обеспечить разрядку конденсатора C1 в конце каждого полупериода. Для этого нужно стабилитрон VD1 шунтировать резистором сопротивлением 10 кОм (уточнить при налаживании). Оно должно быть как можно большим, но таким, чтобы в положении движка резистора R1, соответствующем минимальной мощности в нагрузке, транзистор не открывался.

Регуляторы мощности переменного тока с фазоимпульсным управлением получили широкое распространение как в устройствах промышленной автоматики, так и в радиолюбительских конструкциях. Регулирующим элементом таких устройств является триодный тиристор, момент (угол) открывания которого регулируется подачей импульса или уровня напряжения на управляющий электрод,

а закрывание происходит в момент уменьшения тока, протекающего через тиристор, до нуля (при активной нагрузке - в момент перехода сетевого напряжения через ноль). Такое управление называется неполным, поскольку можно регулировать только угол открывания тиристора, а момент закрывания не регулируется. Разработанные в последние годы мощные полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET ) позволяют построить несложный ключ для коммутации переменного тока с полным управлением, т.е. открыванием и закрыванием ключа.

Схема регулятора мощности представлена на рис.1. Силовой ключ выполнен на транзисторах VT1, VT2, включенных встречно-последовательно. Наличие в каждом транзисторе внутреннего защитного диода, включенного параллельно каналу в обратной полярности (анодом к истоку, катодом к стоку), позволяет обеспечивать протекание тока в нагрузке при положительных и отрицательных полупериодах сетевого напряжения.

На трех логических элементах микросхемы DD1 выполнен генератор импульсов с регулируемой скважностью. Частота импульсов - около 2 кГц (значительно выше частоты сетевого напряжения). При наличии высокого уровня на выходе инвертора DD1.3 транзисторный ключ открыт, и ток протекает через нагрузку. При этом в положительный полупериод ток протекает через открытый канал транзистора VT1 и защитный диод транзистора VT2, а в отрицательный полупериод - наоборот, через защитный диод транзистора VT1 и открытый канал транзистора VT2. Если же на выходе DD1.3 - низкий уровень, то оба транзистора закрыты, и нагрузка обесточена. Временные диаграммы работы регулятора показаны на рис.2. Очевидно, что изменение скважности импульсов позволяет изменять мощность нагрузки от нуля до максимального значения, соответствующего полному напряжению сети.

Питание микросхемы DD1 производится от однополупериодного выпрямителя с параметрическим стабилизатором, собранным на элементах R2 VD3, VD4, С2 Следует обратить внимание, что стабилизатора напряжения соединен с истоками полевых транзисторов и с общим проводом микросхемы, поэтому напряжение на затворы транзисторов подается относительно их истоков

Преимущество данного способа регулирования мощности перед фазоимпульсным состоит в том, что коммутация нагрузки происходит со значительно большей частотой, чем в регуляторах на тиристорах, это позволяет регулировать мощность для малоинерционных нагрузок.

Указанные на схеме полевые транзисторы IRF840 имеют следующие параметры: ток стока - 8 А, максимальное напряжение между стоком и истоком - 500 В, сопротивление канала в открытом состоянии - 0,85 Ом, рассеиваемая мощность - 125 Вт. Эти транзисторы можно заменить на IRF740, IRFP450, IRFP460, IRFPC50, IRFPC60, IRFP350, IRFP360 BUZ80. Перед установкой в устройство следует убедиться, что транзистор имеет защитный диод (это легко сделать с помощью омметра). Максимальная мощность нагрузки определяется предельным током открытого транзистора, при этом мощность, выделяющаяся на открытом канале, не должна превышать предельно допустимую Частота генератора в случае необходимости может быть изменена подбором емкости С1.

Литература

1. Колдунов А Транзисторы MOSFET. - Радиомир, 2004, N4 С 26

2 Семенов Б.Ю Силовая электроника для любителеи и профессионалов - М. СОЛОН-Р 2001

А.ЕВСЕЕВ,

Устройство представляет собой бесконтактный прерыватель тока в нагрузке, питающейся напряжением 12-18V, при токе не более 10А. Частоту прерывания можно плавно регулировать в двух пределах «х1» от 0,2Гц до 2 Гц и «х2» от 0,4 Гц до 4 Гц.

Регулятор мощности 12в

Схема отличается точным равенством интервалов выключенного и включенного состояния нагрузки. Представлена схема (рис.1) на сайте состоит из мощного ключа на р-канальных полевых транзисторах VT1 и VT2, включенных параллельно, и источника управляющих импульсов на микросхеме D1. Конечно, можно было источник управляющих импульсов сделать на основе мультивибратора на логических элементах, например, микросхемы К561ЛА7, но в таком случае, чтобы обеспечить симметричность выходных импульсов потребуется еще одна микросхема D триггер или счетчик.

В данном же случае, в одной микросхеме есть как мультивибратор, так и счетчик. К тому же, счетчик 14-разрядный, поэтому мультивибратор может работать на значительно более высокой частоте, чем частота прерывания нагрузки, что благоприятно сказывается на стабильности частоты заданной RC-цепью. Частота мультивибратора задается RC цепью C1R2R3. Плавная регулировка частоты осуществляется переменным резистором R2. Частота импульсов делится счетчиком. В положении переключателя S1 «х1» коэффициент деления составляет 16384, а в положении «х1» 8192.

Далее импульсы с выхода счетчика через переключатель S1 поступают на ключ на мощных полевых транзисторах VT1 и VT2. Транзисторы р-канальные, поэтому открываются они отрицательным относительно истока напряжением. Резистор R4 несет две функции, во первых, он снижает ток заряда емкости затвора полевых транзисторов, снижая этим пиковую нагрузку на выход микросхемы, а во-вторых, он совместно со стабилитроном VD2 ограничивает напряжение на затворах VT1 и VT2 чтобы оно не превышало 12V.

Максимальное напряжение питания микросхемы D1 составляет 15V, а напряжение питания данного устройства может достигать 18V и даже больше. Чтобы ИМС D1 не вышла из строя в этом случае, напряжение на ней ограничивается стабилитроном VD1 и резистором R5. А диод VD3 защищает конденсатор С2 от разрядки в том случае, если при включении нагрузки ключом на VT1 и VT2 будет наблюдаться провал в напряжении питания.

Регулятор на полевых транзисторах

Очень заманчиво в полевых условиях в качестве источника света использовать прожектор или светильник сделанный на базе автомобильной фары. Еще лучше, если яркость этого осветительного прибора можно будет регулировать плавно в очень широких пределах. Ток потребления стандартной лампы автомобильной фары мощностью 65 W составляет 5,5А. А ток 100W лампы уже более 8А. Конечно, можно сделать линейный регулятор на очень мощном транзисторе с огромным радиатором, но куда более эффективным будет регулятор с широтно-импульсным способом регулировки мощности.

В отличие от линейного его выходные транзисторы всегда будут либо закрыты полностью либо открыты полностью, а это значит что сопротивление их каналов в открытом состоянии будет минимальное и, следовательно, мощность на них падать тоже будет минимальная. Отсюда и большой КПД, и более легкий температурный режим. Схема (рис.2) в части выходного каскада и питания аналогична схеме прерывателя тока (рис.1). Различие в схеме управления. Здесь на микросхеме типа К561ЛА7 сделан мультивибратор, скважность выходных импульсов которого можно в очень широких пределах регулировать с помощью переменного резистора R1.

Частота импульсов неизменная и составляет около 400 Гц. Регулируя переменный резистор R1 изменяем соотношение длительностей положительных и отрицательных полуволн за счет различия сопротивлений R составляющих частото-задающей RCцепи, коммутируемых диодами VD4 и VD5. Практически регулировать мощность можно от 90% до 10% от максимального значения. Собственно мультивибратор выполнен на элементах D1.1 и D1.2. С выхода элемента D1.2 импульсы поступают на усилитель мощности, сделанный на оставшихся двух элементах микросхемы D1 D1.3 и D1.4.

Эти элементы соединены параллельно. С их выходов импульсы через резистор R4 поступают на затворы полевых транзисторов. В данной схеме сопротивление R4 уменьшено, чтобы обеспечить больше скорость открывания транзисторов и этим самым снизить их нагрев в момент переходного процесса между закрытым и открытым состоянием. В связи с этим увеличивать напряжение питания схемы выше 15V не рекомендуется, так как это приведет к повышенной нагрузке на выходы элементов D1.3 и D1.4 микросхемы D1.

Регулятор мощности с прерывателем

Если объединить эти два устройства получится схема (рис.З), с помощью которой можно будет не только прерывать ток в нагрузке постоянного тока, но и регулировать мощность этой нагрузки. Например, регулировать яркость и частоту мигания сигнального прожектора. В этом случае две управляющие схемы из схемы прерывателя (рис.1) и схемы регулятора мощности (рис.2) объединяются. Причем первая схема управляет второй. Происходит это следующим образом. Усилитель мощности на элементах D1.3 и D1.4 выполнен на двух соединенных параллельно элементах микросхемы К561ЛА7, то есть, это элементы «2И-НЕ».

Если на один из входов такого элемента подать логический ноль, то на выходе элемента устанавливается логическая единица независимо от того какой логический уровень будет на его втором входе. Схема же выходного ключа выполнена на полевых транзисторах VT1 и VT2. Транзисторы р-канальные, поэтому открываются они отрицательным относительно истока напряжением, то есть, логическим нулем. А при подаче на их затворы логической единицы они закрываются.

Таким образом, выделяем по одному из входов элементов D1.3 и D1.4, соединяем их вместе и через переключатель S1 подаем на них управляющие импульсы от генератора прерывания, выполненного на микросхеме D2. Теперь при единице на выходе S1 нагрузка включается, а при нуле выключается. Чтобы можно устройством пользоваться как в режиме прерывания, так и без прерывания, переключатель S1 сделан на три положения. В положении «0» прерывания не будет, и нагрузка будет работать постоянно.

В этом положении выводы 9 и 13 элементов D1.3 и D1.4 соединяются через переключатель S1 с плюсовым полюсом питания микросхемы, то есть, на них подается логическая единица. В этом режиме прерыватель отключен, и работает только регулятор мощности. Мощность регулируется резистором R1, частота прерывания резистором R6, режим работы переключателем S1. Включенные параллельно транзисторы VT2, VT3 типа IRF9540 можно заменить на IR9Z34, КП785А, КП784А. Микросхему CD4060B заменить можно любым аналогом «хх4060». Микросхему К561ЛА7 можно заменить на К176ЛА7 или CD4011, либо любым аналогом «хх4011».

Стабилитрон КС515А можно заменить на КС215Ж, КС508Б, 1N4744A, TZMC15. Стабилитрон КС213Ж можно заменить на КС213Б, 1N4743A, BZX/BZV55C13. В качестве светодиода HL1 можно использовать любой из серий АП307, КИПМ15, КИПД21, КИПД35, L1503, L383 или другой индикаторный. Принципе, можно вообще отказаться от него, просто тогда не будет индикации включенного состояния нагрузки. При работе с током нагрузки до 10 А полевые транзисторы нужно установить на общий теплоотвод с площадью охлаждающей поверхности не менее 70 см².

И. НЕЧАЕВ, г. Курск

Этот регулятор позволяет управлять количеством тепла, выделяемого электронагревательным прибором. Принцип его работы основан на изменении числа периодов сетевого напряжения, поступающих на нагреватель, причем включение и отключение происходят в моменты, близкие к переходу мгновенного значения сетевого напряжения через ноль. Поэтому регулятор практически не создает коммутационных помех. К сожалению, он не годится для регулировки яркости ламп накаливания, которые будут заметно мигать.

Схема прибора показана на рис. 1.

В качестве коммутирующих элементов в нем применены полевые транзисторы IRF840 с допустимым напряжением сток-исток 500 В, током стока 8 А при температуре корпуса 25 °С и 5 А при температуре 100 °С, импульсным током 32 А, сопротивлением открытого канала 0,85 Ом и рассеиваемой мощностью 125 Вт. Каждый транзистор содержит внутренний защитный диод, включенный параллельно каналу в обратной полярности (катодом к стоку). Это позволяет, соединив два транзистора встречно-последовательно, коммутировать переменное напряжение.

На элементах DD1.1, DD1.2 собран генератор импульсов регулируемой скважности, следующих с частотой приблизительно 1 Гц. На DD1.3, DD1.4 - компаратор напряжения. DD2.1 - D-триггер, a DD1.5, DD1.6 - буферные каскады. Гасящий резистор R2, диоды VD3 и VD4, стабилитрон VD6, конденсатор С2 образуют параметрический стабилизатор напряжения. Диоды VD5, VD7 гасят выбросы напряжения на затворах транзисторов VT1, VT2.

Временные диаграммы сигналов в различных точках регулятора показаны на рис. 2.

Положительная полуволна сетевого напряжения, пройдя через диоды VD3, VD4 и резистор R2, заряжает конденсатор С2 до напряжения стабилизации стабилитрона VD6. Напряжение на аноде диода VD4 представляет собой синусоиду, ограниченную снизу нулевым значением, а сверху - напряжением стабилизации стабилитрона VD6 плюс прямое падение напряжения на самом диоде. Компаратор на элементах DD1.3, DD1.4 делает перепады напряжения более крутыми. Сформированные им импульсы поступают на вход синхронизации (выв. 11) триггера DD2.1, а на его вход D (выв. 9) - импульсы частотой приблизительно 1 Гц с выхода генератора на элементах DD1.1, DD1.2.

Выходные импульсы триггера поданы через соединенные параллельно (для уменьшения выходного сопротивления) элементы DD1.5 и DD1.6 на затворы транзисторов VT1 и VT2. Они отличаются от импульсов генератора "привязкой" перепадов по времени к пересечениям сетевым напряжением уровня, близкого к нулевому, в направлении от плюса к минусу. Поэтому открывание и закрывание транзисторов происходят только в моменты таких пересечений (что и гарантирует низкий уровень помех) и всегда на целое число периодов сетевого напряжения. С изменением переменным резистором R1 скважности импульсов генератора изменяется и отношение длительности включенного и выключенного состояния нагревателя, а следовательно, и среднее количество выделяемого им тепла.

Полевые транзисторы можно заменить другими, подходящими по допустимым напряжению и току, но обязательно с защитными диодами. Микросхемы серии К561 при необходимости заменяют функциональными аналогами серии 564 или импортными. Стабилитрон Д814Д - любым средней мощности с напряжением стабилизации 10...15 В.

Большинство деталей прибора размещено на печатной плате из односторонне фольгированного стеклотекстолита, показанной на рис. 3.

При мощности нагревателя более 500 Вт транзисторы VT1 и VT2 необходимо снабдить теплоотводами.

Плату устанавливают в корпус из изоляционного материала, на стенке которого монтируют розетку XS1 и переменный резистор R1. На ось резистора обязательно насаживают ручку из изоляционного материала.

При налаживании регулятора проверяют напряжение на конденсаторе С2 во всем интервале регулировки мощности. Если оно заметно меняется, номинал резистора R2 придется уменьшить.
Радио №4 2005 год.

Симисторный регулятор мощности.

А.СТАСЬ

Дроссель L1 - любой помехоподавляющий, применяемый в подобного рода устройствах, соответствующий нагрузке. Можно, в принципе, обойтись и без него, особенно если нагрузка носит индуктивный характер. Конденсаторы CI, С2 - на напряжение не ниже 250 В. Диоды VD1...VD4 - любые кремниевые на обратное напряжение не менее 300 В.

Транзисторы VT1, VT2 - тоже, в принципе, любые кремниевые с соответствующим типом проводимости.

Данная схема работает с любыми типами симисторов на соответствующее напряжение. Самый мощный, что удалось испытать, был ТС142-80-10.

Радиолюбитель 8/97

Ступенчатый регулятор мощности.

К. МОВСУМ-ЗАДЕ, г. Тюмень

Предлагаемое устройство отличается доступными деталями при небольшом их числе и некритичности номиналов. Регулирование ступенчатое: 2/2, 2/3, 2/4, 3/7, 3/8, 3/9 и 3/10 полной мощности нагрузки.

Схема регулятора изображена на рис. 1.

Он состоит из узла питания (диоды VD2, VD6, стабилитрон VD1, резистор R3, конденсатор С1), узла управления (резисторы R1, R2, R4, R5, переключатель SA1, десятичный счетчик DD1, диоды VD3-VD5) и силового узла на полевом транзисторе VT1 и диодном мосте VD7-VD10, в него же входит резистор R6.

Предположим, переключатель SA1 установлен в положение 2/3. Во время первого положительного полупериода сетевого напряжения диоды VD2 и VD6 открыты. Ток, протекающий через стабилитрон VD1, формирует на нем импульс амплитудой 15 В с крутыми фронтом и спадом. Этот импульс через диод VD2 заряжает конденсатор С1, а через резистор R1 поступает на вход CN счетчика DD1. По фронту этого импульса на выходе 1 счетчика будет установлен высокий уровень, который через диод VD4 и резистор R4 поступит на затвор полевого транзистора VT1 и откроет его. В результате через нагрузку протекает положительная полуволна тока.

Во время отрицательного полупериода диоды VD2 и VD6 закрыты, но напряжение заряженного конденсатора С1 (далее его подзаряжает каждый положительный полупериод) продолжает питать счетчик DD1, состояние которого не изменяется. Транзистор VT1 остается открытым, и ток через нагрузку продолжает течь.

С началом следующего положительного полупериода уровень на выходе 1 счетчика станет низким, а на выходе 2 - высоким. Транзистор VT2, напряжение затвор-исток которого стало нулевым, будет закрыт, а нагрузка отключена от сети на весь период.

В третьем положительном полупериоде высокий уровень, установленный на выходе 3, поступит через переключатель SA1 на вход R счетчика, который немедленно перейдет в исходное состояние с высоким уровнем на выходе 0 и низким на всех остальных выходах. Напряжение, поступившее через диод VD3 и резистор R4 на затвор транзистора VT1, откроет его. По окончании этого периода цикл повторится. В других положениях переключателя SA1 прибор работает аналогично, изменяется лишь число периодов, в течение которых нагрузка подключена к сети и отключена от нее.

Регулятор почти не создает радиопомех, так как переключение счетчика, а с ним открывание и закрывание транзистора VT1 происходят в моменты, когда мгновенное значение сетевого напряжения очень близко к нулевому - оно не превышает напряжения стабилизации стабилитрона VD1. Резистор R6 подавляет выбросы напряжения, возникающие при коммутации индуктивной нагрузки, что уменьшает вероятность пробоя транзистора VT1.

Регулятор собран на печатной плате из односторонне фольгированного текстолита (рис. 2).

Она рассчитана на резисторы МЛТ и им подобные указанной на схеме мощности, причем номиналы резисторов могут в несколько раз отличаться от указанных. Конденсатор С1 - К50-35 или другой оксидный. Стабилитрон КС515Г можно заменить КС515Ж или КС508Б, диоды КД257Б - импортными 1N5404, а транзистор КП740 - IRF740.

Переключатель SA1 - галетный П2Г-3 11П1Н, из одиннадцати положений которого использовано только семь. Выводы переключателя соединяют гибкими проводами с не имеющими обозначений контактными площадками, расположенными на печатной плате вокруг микросхемы DD1.

Собранный прибор желательно проверить, подключив к сети через разделительный трансформатор с напряжением на вторичной обмотке 20...30 В и заменив реальную нагрузку резистором 1,5...3 кОм. Только убедившись в правильной работе, подключайте его к сети напрямую. После этого прикасаться к каким-либо элементам устройства (кроме изолированной ручки переключателя) опасно - они находятся под сетевым напряжением.

Регулятор проверен с нагрузкой мощностью до 600 Вт. Полевой транзистор VT1 благодаря малому сопротивлению открытого канала нагревается очень незначительно, тем не менее желательно снабдить его небольшим теплоотводом.